FAN5236 - 双移动友好DDR /双输出PWM控制器
初始化和软启动
假设EN为高电平时， FAN5236是初始化时， V
CC
超过上升UVLO门限。要V
CC
降
低于UVLO门限，内部上电复位
功能禁用芯片。
在误差放大器呃的正输入端的电压是
受限于电压在SS引脚，其被充电
一个5μA电流源。一旦启用C
SS
已收取
V
REF
（ 0.9V ） ，输出电压处于调节状态。时间
它需要SS达到0.9V是：
t
0.9
=
0.9 XC
SS
5
频率PWM模式，如图11所示。这
模式，实现了高效率在额定负载。当
负载电流降低到这种地步的
电感电流流过，在该低的MOSFET
“反”方向， SW节点变为正和
该模式改变为迟滞的，实现
在低电流时通过减小高效率
有效开关频率。
为了防止意外的模式改变或"mode喋喋不休， "
从PWM到迟滞模式发生转变
当SW节点是积极的八连冠
时钟周期，在如图11所示的极性
SW节点进行采样，下MOSFET管的端部
导通时间。在PWM和之间的过渡
滞回模式中，上部和下部的MOSFET都
关闭。相位节点基于输出“环”
电感器和所述相位的寄生电容
节点和沉淀出来的输出电压的值。
电感电流，在电流的边界值
变得不连续的，可以由所估计的
下面的表达式：
I
LOAD （ DIS ）
⎛
(V
−
V
)V
OUT
⎜
OUT
= ⎜
IN
⎜
2 F
SW
L
OUT
V
IN
⎝
⎞
⎟
⎟
⎟
⎠
(1)
其中T
0.9
以秒为单位如果C
SS
在
μF.
当SS达到1.5V时，电源良好输出
启用和迟滞模式是允许的。该转换器
软启动期间被强制进入PWM模式。
操作模式控制
模式控制电路改变所述转换器模式
从PWM到迟滞，反之亦然的基础上，
SW节点的电压极性时的下
MOSFET导通，之前的上
MOSFET导通。对于连续电感器电流，所述
SW节点为负时，较低的MOSFET是
导通，变换器在固定操作
(2)
V
CORE
I
L
0
PWMmode
1
2
3
4
5
6
7
8
HystereticMode
V
CORE
I
L
HystereticMode
0
PWMmode
4
5
6
7
8
1
2
3
图11 。
过渡PWM和迟滞模式之间
迟滞模式
相反，在迟滞模式过渡
PWM模式时出现的SW节点为负
连续8个周期。
在输出电流的突然增加导致
改变从滞后到PWM模式。此负载
增加引起的瞬时下降
引起的输出电压上的输出上的电压降
电容的ESR 。如果负载使输出电压（如
在V呈现
SNS
）下降迟滞下方
调控水平（为20mV低于V
REF
） ，工作模式是
改变为PWM在下一个时钟周期。
进入迟滞模式， PWM比较器和误差
放大器提供控制在PWM模式下的
抑制和迟滞比较器被激活。在
迟滞模式，低侧MOSFET上的操作
同步整流器，其中，两端的电压
©2002仙童半导体公司
FAN5236 •版本1.3.2
11
V
DS （ ON）
监控和关闭时V
DS （ ON）
云
阳性（电流从负载背面） ，从而允许
二极管阻断反向传导。
迟滞比较器启动PFM信号转
上HDRV在接下来的振荡器时钟的上升沿，
当输出电压（在V
SNS
）低于下
阈值（低于10mV的V
REF
），结束PFM
信号或当V
SNS
上升超过门槛较高
（以上为5mV V
REF
） 。开关频率是主要
的一个函数：
两个迟滞阈值之间传播
I
负载
输出电感和电容的ESR 。
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