TOP252-262
间，VR1和VR3的功耗非常低，漏感能量反而由R1和R2消耗。
但VR1和VR3仍非常重要，它们能将启动和过载情况下的峰值漏
电压限制在TOPSwitch-HX的MOSFET额定值700 V以下。电路图
显示由R20、R21、R22、D5和C18组成的额外关断缓冲吸收
电路。这减少了TOPSwitch-HX关断损耗。
250-380 VDC输入、150 W输出的高效电源
图42所示为输入电压250 V到380 VDC的电路，用TOP258Y提供
150 W(19 V@7.7 A) 输出功率，效率高达84%。此图只表示了直
流输入。一般来讲，在此输出功率的应用中通常都需要一个功
率因子修正升压电路在前端提供直流输入。电容C1用来提供局
部去耦，当电源远离主PFC输出电容时很有必要。
次级通过D2和D3、C5、C6、C7和C8来整流和平滑。使用了
两个绕组，并与独立的二极管D2和D3进行整流，限制二极管
损耗。四个电容用于确保未超过它们的最大纹波电流规格。
电感L1以及电容CI5和C16对开关噪声进行滤波。
此功率级仍可采用反激式拓扑结构，因为输出电压高，而使得
次级峰值电流足够低，从而可以合理选择大小适当的输出二极
管和电容。在此示例中，我们使用TOP258YN的上限功率。
使用TL431参考IC控制输出电压，由R15、R16和R17等组成的
电位分压器用于检测输出电压。电阻R12和R24共同控制光耦
LED电流并设置整体控制环路的直流增益。通过C12、C13、
C20和R13元件获得控制环路补偿。二极管D6、电阻R23和电
容C19形成软结束电路。这样，在输出稳压阻止输出电压过冲
前将电流送入控制引脚，确保输出电压在满载条件下及低电压
启动时保持稳定。
电阻R3、R6和R7用来限制输出功率，这样可以在输入电压波动
时维持相对恒定的过载功率。可通过在V引脚与直流电压间连接
一个4 MΩ的阻抗来实现线电压检测。4 MΩ线电压检测电阻是由
电阻R4和R5组成。如果直流输入电压升至450 V以上，在电压恢
复正常值前TOPSwitch-HX将停止工作，以防止器件的损坏。
由于初级电流较高，变压器必需低漏感，因此它通常使用三明
治绕法，次级使用铜箔绕组。因此它通常使用三明治绕法，次
级使用铜箔绕组。即使使用了这种技术，漏感能量仍是简单的
齐纳箝位所无法负荷的。因此增加了与VRI和VR3并联的R2、
R3和C6，两个并联的TVS二极管用于降低损耗。在正常工作期
注意散热能力必须足以使TOPSwitch-HX的温度在满载、低压和
最高环境温度条件下，保持低于110 °C。如果无法提供足够的
散热面积，就需要通过气流来强制冷却。
2.2 nF
C14
47 pF
1 kV
R14
250 VAC
22
7
C4
R2
68 k7
2 W
R1
68 k7
2 W
0.5 W
250 - 380
VDC
C5-C8
820 MF
25 V
C15-C16
820 MF
25 V
+19 V,
7.7 A
L1
1
4
13,14
F1
RT1
5 7
C3
4.7 nF
1 kV
tO
3.3 MH
4 A
R6
4.7 M
R4
D2
7
2.0 M7
MBR20100CT
11
12
D1
BYV26C
D3
RTN
R7
4.7 M
R5
2.0 -7
MBR20100CT
7
VR1, VR3
P6KE100A
9,10
7
D4
1N4148
5
C1
22 MF
400 V
R18
C17
22 7
47 pF
R20
1.5 k7
2 W
0.5 W
1 kV
R12
240 7
0.125 W
C20
T1
EI35
R8
4.7
1.0 MF
7
50 V
C9
10 MF
D5
1N4937
R24
VR2
1N5258B
36 V
50 V
30 7
R21
1.5 k7
2 W
0.125 W
R16
31.6 k7
1%
R19
4.7 7
R23
15 k7
U2
PC817A
0.125 W
R11
TOPSwitch-HX
U1
TOP258YN
R17
562 7
1%
C12
4.7 nF
50 V
1 k7
0.125 W
D
V
R22
1.5 k7
2 W
CONTROL
U2
PC817B
C
C13
100 nF
50 V
R13
56 k7
R10
0.125 W
S
X
F
D6
1N4148
6.8 7
C11
100 nF
50 V
C19
10 MF
R3
8.06 k7
1%
C18
120 pF
1 kV
C10
47 MF
10 V
50 V
U3
TL431
2%
R15
4.75 k7
1%
PI-4795-092007
图 42. 使用TOP258YN的150 W、19 V电源
22
版本D 08/08
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