TPS56C231
ZHCSNT8 –AUGUST 2022
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7.3 特性说明
7.3.1 PWM 运行和D-CAP3 控制模式
TPS56C231x 使用自适应导通时间 PWM 控制及专有 D-CAP3 控制模式运行，该模式可实现较少的外部元件数量
以及快速负载瞬态响应，同时保持良好的输出电压精度。在每个开关周期开始时，高侧MOSFET 都会在内部一次
性计时器设置的导通时间内导通。该导通时间是根据转换器的输入电压、转换器的输出电压和伪固定频率设置
的，因此，这种类型的控制拓扑称为自适应导通时间控制。在反馈电压 (VFB) 降至低于内部基准电压 (VREF) 后，
一次性计时器复位并再次开启。产生的输出斜坡将馈送到 FB 引脚来模拟输出电压纹波，因此能够支持使用 ESR
非常低的输出电容器，例如多层陶瓷电容器 (MLCC)。D-CAP3 控制模式拓扑不需要外部电流检测网络或环路补
偿。
TPS56C231x 包含一个误差放大器，可使输出电压变得非常准确。该误差放大器在其他类型的 D-CAP3 控制模式
中不存在。对于任何内部补偿的控制拓扑，它可以支持一系列输出滤波器。与 TPS56C231x 配合使用的输出滤波
器是低通L-C 电路。此L-C 滤波器具有方程式1 中所示的双极点。
1
¦
=
P
2´ p´ LOUT ´ COUT
(1)
在低频率下，整体环路增益是由输出设定点电阻分压器网络和TPS56C231x 的内部增益设定的。低频L-C 双极点
具有 180 度同相压降。在输出滤波器频率下，增益以每十倍频程 –40dB 的速率滚降，且相位快速下降。内部纹
波生成网络引入了高频零点，可将增益滚降从每十倍频程 –40dB 降低到 –20dB，并将相位增加到零点频率之上
每十倍频程90°。内部纹波注入高频零点根据所选的开关频率进行更改，如表7-1 所示。为输出滤波器选择的电感
器和电容器必须确保双极位置足够靠近高频零点，以便由该高频零点提供的相位提升可提供足够的相位裕度来满
足稳定性要求。整个系统的交叉频率通常必须低于开关频率(fSW) 的五分之一。
表7-1. 纹波注入零点
开关频率(kHz)
零点位置(kHz)
400
800
17.8
27.1
29.8
1200
7.3.2 Eco-mode 控制
TPS56C231x 采用 Eco-mode 控制设计，可提高轻负载条件下的效率。可以使用 MODE 引脚选择此选项，如表
7-2 所示。当输出电流随着重负载条件降低时，电感器电流也会降低。如果输出电流减小到足够程度，电感器电流
的谷值将达到零电平，这是连续导通模式和不连续导通模式之间的边界。当检测到电感器电流为零时，低侧
MOSFET 会关断。随着负载电流进一步降低，转换器会进入不连续导通模式。导通时间与连续导通模式下的导通
时间大致相同。关断时间会增加，因为在负载电流较小时对输出进行放电需要更长时间。使用方程式 2 可计算转
换到Eco-mode 运行状态时的轻负载电流(IOUT(LL))。
(V -VOUT ) × VOUT
1
IN
IOUT(LL)
=
×
2 × LOUT × FSW
V
IN
(2)
确定应用要求后，在设计中采用的输出电感 (LOUT)，应使电感器峰峰值纹波电流大约介于 IOUT(max)（应用中的峰
值电流）的20% 与30% 之间。适当调整电感器的大小，使谷值电流不会达到负低侧电流限值。
7.3.3 4.7V LDO
VREG5 引脚是内部4.7V 线性稳压器的输出，为所有内部电路和MOSFET 栅极驱动器产生偏置。必须使用4.7µF
电容器将 VREG5 引脚旁路掉。高于 LDO 内部输出电压的外部电压可以覆盖内部 LDO，在检测到更高电压后将
其切换至外部电源轨。此操作可以提高转换器的效率，因为静态电流现在从这个外部电源轨而不是从输入电源流
出。UVLO 电路监测 VREG5 引脚电压，并在 VREG5 降至低于 UVLO 阈值时禁用输出。在 VREG5 电源轨上使
用外部偏置时，可以采用任何上电和断电时序，但必须了解的是，如果 VREG5 电源轨上有放电路径可以从
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