高效率， PWM ，降压型
在16引脚QSOP DC- DC控制器
MAX1652–MAX1655
在MAX1652 - MAX1655包含九大电路
块，其示于图2：
PWM控制器模块：
•
多输入PWM比较器
•
电流检测电路
•
PWM逻辑块
•
双模式内部反馈复用
•
栅极驱动器输出
•
次级反馈比较器
偏置发生器模块：
•
+ 5V线性稳压器
•
自动引导切换电路
•
+ 2.50V参考
这些内部的IC块不是直接从供电
电池。相反，在+ 5V的线性稳压下台
电池电压以提供既在IC内部轨道（VL
销），以及所述栅极驱动器。该synchronous-
开关栅极驱动器直接从+ 5V VL的供电，
而高侧开关的栅极驱动器是间接pow-
通过外部二极管，电容升压税务局局长的VL ERED
CUIT 。自动自举电路，关断+ 5V
线性稳压器和功率集成电路从它的输出电压
年龄，如果输出高于4.5V 。
电荷损失。在振荡器被有效选通断
轻载时，因为空闲模式比较被立即
ately每个的开始处重设高边锁存
周期中，除反馈信号落入为参考下面
EnCE的电压电平。
当在PWM模式下，控制器工作为一个固定
频率电流模式控制器，其中所述占空比
由输入/输出电压比设定。电流 -
模反馈系统调节的峰值电感
电流作为输出电压误差信号的函数。
由于平均电感电流几乎是相同的
作为峰值电流时，电路作为一个开关模式
跨导放大器和推动第二输出
把LC滤波器极点，在免税因子通常发现
控制（电压模式）的PWM ，以更高的频率。
为了保持内环路的稳定性，消除regenera-
略去电感电流“的阶梯”一斜坡补偿
化斜坡总结到主PWM比较器
降低表观占空因数不足50 ％。
在电压和电流检测的相对收益
输入端通过电流源的值的加权
在主要的PWM该偏压三个差分输入级
比较（图4） 。的电压的相对增益
比较器的电流比较器内部固定
在K = 2 ： 1 。所得的环路增益（即相对
低）确定的2％的典型负载调节误差。
低环路增益值，有助于减少输出滤波器
电容器的尺寸和成本通过移动单位增益
交叉到较低的频率。
输出滤波电容C2设置在主极点
反馈回路。这极必须滚下的环路增益
到由输出引入的零之前团结
电容器的寄生电阻（ESR）遇到
（见
设计步骤
部分） 。一个12kHz的零极点
消除滤波器提供上述附加衰减
单位增益交叉。这种内部12kHz的低通的COM
补偿滤波器取消零由于滤波器电容
Tor的ESR 。在12kHz的滤波器被包括在所述循环
无论固定和可调输出模式。
PWM控制模块
电流模式PWM控制器的心脏是一
多输入开环比较，总结3显
的NAL ：输出电压误差相对于REF-信号
erence电压，电流检测信号和斜率
补偿斜坡（图3） 。 PWM控制器是一个
直接求和型，没有传统的误差amplifi-
器和与它相关联的相移。该指示按
总结配置接近的理想
周期接一个周期的控制输出电压。
在重负载下，控制器工作在完整的PWM
模式。来自振荡器的每个脉冲使主
PWM锁存器，变成了高边开关的近郊
由占空比（ OD大致决定
V
OUT
/V
IN
） 。作为高端开关关断时，同步
异步的整流锁存器设置。为60ns后低侧
开关管导通，并保持，直到的开始
在下一个时钟周期（在连续模式下） ，或者直到
电感电流过零的（在非连续模式） 。
在故障条件下的电感电流
超过100mV的限流阈值，高
侧闩锁复位和高侧开关关断。
如果负载很轻空闲模式（ SKIP =低电平）时，电感
器的电流不超过25mV的门槛被设定
在空闲模式比较。当这种情况发生时， CON组
控制器跳过大部分的振荡器脉冲以
降低开关频率而减少栅极
12
同步整流驱动器（ DL引脚）
同步整流技术降低传导损耗
整流器通过分流与正常肖特基二极管
低电阻的MOSFET开关。同步消遣
tifier还确保正确启动升压门driv-的
呃电路。如果必须省略同步功率
MOSFET的成本或其他原因，用一个取代它
小信号的MOSFET ，如2N7002 。
如果电路在连续传导模式下操作，
在DL驱动波形的简单的补
DH高侧驱动波形（带控制的死
时间，以防止交叉传导或“直通”）。
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