AD8315
（精确增益
CONTROL ）
VPOS
ENBL
低噪音
GAIN BIAS
（精密边坡
CONTROL ）
低噪音
带隙
参考
（消除
毛刺）
产量
启用
延迟
（电流模式信号）
1.35
DET
RFIN
10dB
10dB
10dB
10dB
（ CURRENT-
零点形成
模式）
COMM
（桨）
OFFSET
COMP'N
（弱GM级）
截距
定位
（ CURRENT -MODE
反馈）
V-I
DET
DET
DET
DET
高阻
低噪声（ 25nV / Hz）的
轨到轨缓冲
FLTR
VSET
23mV/dB
250mV至
1.4V = 50分贝
VAPC
（小的内部
滤波器电容
FOR GHz的纹波）
图1示意框图
拦截不需要对应一个物理可实现的部分
的对数放大器的信号范围。从而，指定的截距
是-70的dBV ，在0.1千兆赫，而最小的输入准确
测量（一1分贝误差，见表I）在该频率是
较高，约为-58的dBV 。在2.5 GHz时， 1分贝错误点
转移到-64的dBV 。拦截的这种定位是经过深思熟虑的
并保证了在V
SET
电压在CER的的功能
泰恩的DAC ，其输出不能摆幅低于200毫伏。图2
示出了AD8315的100MHz的响应;垂直轴
表示不输出（在脚VAPC ），但所需要的值
在电源控制引脚VSET为null的控制回路。这
下面将说明。
1.5
1.416V @ -11dBV
该RF信号的电压转换为fluctu-法检测细胞
阿婷电流具有平均值与信号增加
的水平。另一种被动的检测阶段之前，先加入
阶段。这五个探测器是由10分贝分开，跨越
大约50 dB的动态范围。它们的输出分别成为
形式的差动电流，使得求和的简单垫 -
之三。这是很容易证明的总结输出可密切
近似的对数函数。在整体精度
这个总范围的极端，认为是从偏差
理想的对数响应，也就是说，该
对数一致性误差，
可以
通过引用被判定为TPC 4 ，这表明在整个错误
中央40分贝适中。其他性能曲线显示
如何符合理想的对数函数而变化
电源电压，温度和频率。
在用于测量应用的装置，该电流
然后将被转换为等效的电压，以提供
登录（V
IN
然而，在等式1中示出）功能，在设计
AD8315的不同点在于它的输出需求的标准做法
是一个低噪声的控制电压为RF功率放大器，不
直接测量的输入电平。进一步，这是非常可取
此电压正比于时间的积分误差
实际输入V之间
IN
和直流电压V
SET
（施加到
销3 ， VSET ），它定义了给定值，也就是一个目标值
对于功率电平，通常通过一个D / A转换器产生的。
这是通过转换的总和之间的差值达到
检测器的输出（仍然在当前的形式），并在内部gener-
ated电流正比于V
SET
到单面电流模式
信号。这，反过来，将转换为电压（在引脚4 ， FLTR ，所述
低通滤波器的电容器的节点） ，以提供一个接近的近似
在电源之间存在的误差的精确积分
终止在AD8315与给定的输入
电压。最后，将电压研制横跨接地参考
滤波器电容C
FLT
是通过一种特殊的低噪声放大器缓冲
低电压增益（¥ 1.35）和引脚7 （ VAPC ）提交
使用作为控制电压的射频功率放大器。此缓冲区
可以提供“轨至轨”的波动，可以驱动大量负载
目前，包括大型电容器。注意：射频功率被假定
与日益积极的交付单调递增
通过在对AD8315的电压控制放大器的
APC控制引脚。
1.0
V
SET
SL
O
PE
=
0.5
0.288V @ -58dBV
–70dBV
0
100 V
–80dBV
–67dBm
理想
1mV
–60dBV
–47dBm
10mV
–40dBV
–27dBm
V
IN
，的dBV
IN
, P
IN
100mV
1V （ RMS ）
–20dBV
0dBV
-7dBm + 13dBm的（ RE 50 ）
图2.基本的校准AD8315在0.1 GHz的
控制器模式对数放大器
在AD8315结合了所需的两个关键功能
测量和在适度的功率电平的控制
宽的动态范围。首先，它提供了所需的放大
在一个链中有四个放大器/限幅单元的响应小信号
（参见图1 ），每个具有10 dB和一个小的信号增益
带宽约为3.5 GHz的。在每一个的输出
这些放大器级是一个全波整流器，本质上是一种Square广场
版本B
24
m
V/
dB
实际
–9–
AD [ ANALOG DEVICES ]
