AD8170/AD8174
式（4）可以被用来计算预期的增益误差，由于
电流反馈放大器的有限阻和
共模抑制。对于低收益和建议
反馈电阻，这将是典型地比0.4％以下。为
大多数应用中，增益大于1时，占主导地位的源
增益误差将最有可能在比匹配的外部的
电阻器。所有的主要贡献者获得错误的
与缓冲放大器和外部电阻器相关联。
因为不同的信道选择，这些都不会改变，所以
通道与通道之间的增益小于0.05 ％的匹配是很容易
获得。
R
R
T
G
=
1+
F
1−
CMRR
R
F
R
G
R
T
+
R
IN
1+
+
R
F
R
G
A
CL
=
闭环增益
C
T
=
Transcapacitance 0.8 pF的
R
F
=反馈电阻
G
=理想的闭环增益
G
N
= (1 + R
F
/R
G
） =噪声增益
R
IN
=反相端输入电阻
≅
100
Ω
-3 dB带宽从该模型来确定：
f
–3
dB
≅
1
2π
C
T
(
R
F
+G
N
R
IN
)
这种模式通常是很好的在15％以内。
[
]
(4)
表Ⅲ。推荐元件值
小信号
大信号
V
OUT
= 50 mV的电压有效值
OUT
= 0.707 V有效值
增益ř
F
( ) R
G
（ ） -3 dB带宽（ MHz）的-3 dB带宽（ MHz）的
AD8170R +1
+2
+10
+20
AD8174R +1
+2
+10
+20
1k
499
499
499
1k
549
499
499
—
499
54.9
26.3
—
549
54.9
26.3
710
250
50
27
780
235
50
27
270
290
55
27
270
280
55
27
↑
理想增益
↑
误差项
R
T
=放大器互阻= 600 kΩ的
R
IN
=放大器输入电阻
≅
100
Ω
CMRR
=放大器的共模抑制
≅
-52分贝
外部电阻的选择
多路转换器的增益和带宽由下式确定
板载电流的闭环增益和带宽
反馈放大器。这既可以通过定制
外部电阻反馈网络。表三显示了典型的
带宽的一些常见的闭环增益定
反馈和增益电阻（R
F
和R
G
分别） 。
R的选择
F
不是关键的，除非在最宽和平坦的
频率响应必须保持。电阻recom-
谁料在表中结果最宽0.1分贝带宽
最少的峰值。 1 ％电阻被推荐用于应用程序
需要带宽的最佳控制。封装寄生效应各不相同
DIP和SOIC封装，这可能导致在一个稍微间
不同的电阻值，以获得最佳的高频性能。
比在表中列出的更宽的带宽可以得到
通过减少ř
F
在增加的峰值为代价的。
为了估计-3 dB带宽为反馈电阻不
在表III中，下面的单极型号为列出
电流反馈放大器可用于：
A
CL
=
G
1+
sC
T
(
R
F
+G
N
R
IN
)
容性负载
为电流反馈放大器的一般规则是，
更高的负载电容，较高的反馈电阻
所需的稳定运行。对于广的最佳组合
带宽和干净的脉冲响应，一个小的输出电阻
还建议，如图24所示。表IV包含
这导致最佳的反馈和串联电阻的值
脉冲响应对于给定的负载电容。
R
F
+V
S
R
G
0.1µF
卜FF器
V
IN
0.1µF
R
T
50Ω
开关
–V
S
10µF
C
L
R
S（ OUT）
V
OUT
（ TO FET探头）
10µF
图24.电路驱动容性负载
表Ⅳ中。建议反馈和串联电阻和带宽 - 容性负载和增益
C
L
（PF ）
20
50
100
300
R
F
( )
1k
1k
2k
2k
G = +1
V
OUT
= 2 V P-P
R
SOUT
-3 dB带宽
( )
（兆赫）
50
30
20
20
149
104
73
27
R
F
( )
1k
1k
1k
1k
G = +2
V
OUT
= 2 V P-P
R
SOUT
-3 dB带宽
( )
（兆赫）
20
15
15
15
174
117
80
34
R
F
( )
499
1k
1k
1k
G = +3
V
OUT
= 2 V P-P
R
SOUT
-3 dB带宽
( )
（兆赫）
25
15
15
15
170
98
71
33
G
R
F
( )
499
499
499
499
+4
R
SOUT
( )
20
20
15
15
第0版
–9–
AD [ ANALOG DEVICES ]
