AD623
是常见的模式（在放大器的输入端上都相同），并且
差异不适用。此第二低通网络， R1 + R2
和C3 ，具有-3dB频率等于1 / （2
π
（ R1 + R2） （C ））。
用0.047一个C3值
µF
如图所示，在-3 dB的信号带宽
该电路是大约400赫兹。典型的DC失调漂移
在频率将小于1.5
µV
和电路的RF
信号抑制会比71分贝更好。 3 dB的信号频带 -
宽这个电路可以通过降低增加至900赫兹
电阻R1和R2 ，以2.2千欧。的性能类似于
即使用4 kΩ的电阻器，所不同的是该电路之前的
仪表放大器必须驱动一个较低的阻抗负载。
应该用PC板可以内置与图43的电路
接地平面的两侧。所有元件引线应尽可能
短越好。电阻R1和R2可以是共同的1％金属
膜单元，但电容器C1和C2需要
±
5 ％的容差
设备以避免降低电路的共模抑制比。
无论是传统的5 ％银云母单位或松下
±
2%
PPS薄膜电容器建议。
+V
S
0.33 F
R1
4.02k
1%
✱In
R2
4.02k
1%
+ IN
C2
1000pF
5%
LOCATE C1-C3接近
到输入引脚越好
0.33 F
C1
1000pF
5%
C3
0.047 F
R
G
0.01 F
在许多应用中使用屏蔽电缆，以减少噪音;
以上的频率最好CMR屏蔽应适当
驱动。图44显示了所配置的积极后卫驱动器
通过“自举”的改善交流共模抑制
输入电缆屏蔽层电容，从而减少电容
输入之间tance不匹配。
- 输入
R
G
2
R
G
2
+V
S
100
AD8031
AD623
V
OUT
参考
+输入
–V
S
图44.共模屏蔽驱动
接地
由于AD623的输出电压是相对于所述
电位的基准端子上，许多接地问题
可以简单地解决了绑REF引脚至相应
吃了“局部地” REF引脚应，但是，连接到一个
低阻抗点以获得最佳的CMR 。
V
OUT
AD623
参考
0.01 F
–V
S
使用地平面，建议尽量减少
阻抗接地回路（因此直流误差的大小） 。
为了分离从一个嘈杂的数字低电平模拟信号
环境中，许多数据采集器件具有独立的
模拟和数字地返回（图45）。所有接地引脚
从混合信号元件，如模拟 - 数字转换器
应通过“高品质”的模拟地被退回
图43.电路衰减射频干扰
模拟电源
+5V
–5V
GND
数字电源
GND
+5V
0.1 F 0.1 F
0.1 F
0.1 F
AD623
V
IN1
V
DD
V
IN2
ADC
AGND DGND
12
AGND
V
DD
AD7892-2
处理器
图45.最佳实践磨砺的双极性电源环境，具有独立的模拟和数字电源
电源
GND
+5V
0.1 F
0.1 F
0.1 F
V
DD
AGND DGND
ADC
12
V
DD
DGND
AD623
V
IN
AD7892-2
处理器
图46.最佳实践地在单电源环境
版本C
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